要提升开关电源的功率，就有必要分辩和大略估算各种损耗。开关电源内部的损耗大致可分为四个方面：开关损耗、导通损耗、附加损耗和电阻损耗。这些损耗一般会在有损元器件中一起呈现，下面将别离评论。

1、与功率开关有关的损耗

功率开关是典型的开关电源内部最首要的两个损耗源之一。损耗基本上可分为两部分：导通损耗和开关损耗。导通损耗是当功率器件已被注册，且驱动和开关波形现已安稳往后，功率开关处于导通情况时的损耗；开关损耗是呈现在功率开关被驱动，进入一个新的作业情况，驱动和开关波形处于过渡进程时的损耗。这些阶段和它们的波形见图1。

导通损耗可由开关两端电压和电流波形乘积测得。这些波形都近似线性，导通期间的功率损耗由式（1）给出。

控制这个损耗的典型办法是使功率开关导通期间的电压降最小。要达到这个目的，设计者有必要使开关作业在饱满状态。这些条件由式(2a)和式(2b)给出，通过基极或栅极过电流驱动，确保由外部元器件而不是功率开关自身对集电极或漏极电流进行控制。

开关电源转化期间的开关损耗就更杂乱，既有自身的因素，也有相关元器件的影响。与损耗有关的波形只能通过电压探头接在漏源极(集射极)端的示波器调查得到，沟通电流探头可测量漏极或集电极电流。测量每一开关瞬间的损耗时，有必要运用带屏蔽的短引线探头，因为任何有长度的非屏蔽的导线都或许引进其他电源宣告的噪声，然后不能准确显现真实的波形。一旦得到了好的波形，就可用简单的三角形和矩形分段求和的办法，大略算出这两条曲线所包围的面积。例如图1的注册损耗可用式(3)核算。

这个效果只是功率开关注册期间的损耗值，再加上关断和导通损耗可以得到开关期间的总损耗值。

2、与输出整流器有关的损耗

在典型的非同步整流器开关电源内部的总损耗中，输出整流器的损耗占据了悉数损耗的40%-65%。所以理解这一节十分重要。从图2中可看到与输出整流器有关的波形。

整流器损耗也可以分红三个部分：注册损耗、导通损耗、关断损耗。

整流器的导通损耗便是在整流器导通并且电流电压波形稳定时的损耗。这个损耗的按捺是通过挑选流过必定电流时最低正向压降的整流管而完成的。PN二极管具有更平坦的正向V-I特性，但电压降却比较高(0.7～1.1V)；肖特基二极管转机电压较低(O.3～0.6V)，但电压一电流特性不太陡，这意味着跟着电流的增大，它的正向电压的添加要比PN二极管更快。将波形中的过渡进程分段转化成矩形和三角形面积，运用式(3)可以计算出这个损耗。

剖析输出整流器的开关损耗则要杂乱得多。整流器自身固有的特性在部分电路内会引发许多问题。

注册期间，过渡进程是由整流管的正向恢复特性抉择的。正向恢复时间tfrr是二极管两端加上正向电压到开端流过正向电流时所用的时间。关于PN型快恢复二极管而言，这个时间是5～15ns。肖特基二极管因为自身固有的更高的结电容，因而有时会表现出更长的正向恢复时间特性。尽管这个损耗不是很大，但它能在电源内部引起其他的问题。正向恢复期间，电感和变压器没有很大的负载阻抗，而功率开关或整流器仍处于关断状态，这使得贮存的能量产生振动，直至整流器最终开端流过正向电流并钳位功率信号。

关断瞬间，反向恢复特性起首要效果。当反向电压加在二极管两端时，PN二极管的反向恢复特性由结内的载流子抉择，这些迁移率受限的载流子需求从本来进入结内的反方向出去，然后构成了流过二极管的反向电流。与此相关的损耗或许会很大，因为在结区电荷被耗尽前，反向电压会敏捷上升得很高，反向电流通过变压器反射到一次侧功率开关，添加了功率管的损耗。以图1为例，可以看到注册期间的电流峰值。

类似的反向恢复特性也会出现在高电压肖特基整流器中，这一特性不是由载流子引起的，而是因为这类肖特基二极管具有较高的结电容所造成的。所谓高电压肖特基二极管便是它的反向击穿电压大于60V。

3、与滤波电容有关的损耗

输入输出滤波电容并不是开关电源的首要损耗源，尽管它们对电源的作业寿数影响很大。假如输入电容挑选不正确的话，会使得电源作业时达不到它实践应有的高功率。

每个电容器都有与电容相串联的小电阻和电感。等效串联电阻(ESR)和等效串联电感(ESL)是由电容器的结构所导致的寄生元件，它们都会阻止外部信号加在内部电容上。因而电容器在直流作业时性能最好，但在电源的开关频率下性能会差许多。

输入输出电容是功率开关或输出整流器产生的高频电流的唯一来历(或贮存处)，所以通过调查这些电流波形可以合理地承认流过这些电容ESR的电流。这个电流不可避免地在电容内产生热量。设计滤波电容的首要任务便是确保电容内部发热足够低，以确保产品的寿数。式(4)给出了电容的ESR所产生的功率损耗的计算式。

不但电容模型中的电阻部分会引起问题，并且假如并联的电容器引出线不对称，引线电感会使电容内部发热不均衡，然后缩短温度最高的电容的寿数。

4、 附加损耗

附加损耗与所有运转功率电路所需的功能器件有关，这些器件包含与控制IC相关的电路以及反响电路。比较于电源的其他损耗，这些损耗一般较小，但是可以作些剖析看看是否有改善的或许。

首先是发起电路

发起电路从输入电压取得直流电流，使控制IC和驱动电路有满足的能量发起电源。假如这个发起电路不能在电源发起后切断电流，那么电路会有高达3W的继续的损耗，损耗巨细取决于输入电压。

第二个首要方面是功率开关驱动电路。

假如功率开关用双极型功率晶体管，则基极驱动电流有必要大于晶体管集电极e峰值电流除以增益(hFE)。功率晶体管的典型增益在5-15之间，这意味着假如是10A的峰值电流，就要求0.66～2A的基极电流。基射极之间有0.7V压降，假如基极电流不是从十分挨近0.7V的电压取得，则会产生很大的损耗。

功率MOSFET驱动功率比双极型功率晶体管高。MOSFET栅极有两个与漏源极相连的等效电容，即栅源电容Ciss和漏源电容Crss。MOSFET栅极驱动的损耗来自于注册MOSFET时辅佐电压对栅极电容的充电，关断MOSFET时又对地放电。栅极驱动损耗核算由式(5)给出。

对这个损耗，除了挑选Ciss和Crss值较低的MOSFET，然后有或许略微降低最大栅极驱动电压以外，没有太多的办法。

5、与磁性元件有关的损耗

对一般设计工程师而言，这部分十分杂乱。因为磁性元件术语的特殊性，以下所述的损耗首要由磁心生产厂家以图表的方式标明，这十分便于运用。这些损耗列于此处，使人们可以对损耗的性质作出评价。

与变压器和电感有关的损耗首要有三种：磁滞损耗、涡流损耗和电阻损耗。在设计和结构变压器和电感时可以控制这些损耗。

磁滞损耗与绕组的匝数和驱动方式有关。它决议了每个作业周期在B-H曲线内扫过的面积。扫过的面积便是磁场力所作的功，磁场力使磁心内的磁畴重新排列，扫过的面积越大，磁滞损耗就越大。该损耗由式(6)给出。

如公式中所见，损耗是与作业频率和最大作业磁通密度的二次方成正比。尽管这个损耗不如功率开关和整流器内部的损耗大，但是处理不妥也会成为一个问题。在100kHz时，Bmax应设定为资料饱满磁通密度Bsat的50%。在500kHz时，Bmax应设定为资料饱满磁通密度Bsat的25%。在1MHz时，Bmax应设定为资料饱满磁通密度Bsat的10%。这是根据铁磁资料在开关电源(3C8等)中所表现出来的特性决议的。

涡流损耗比磁滞损耗小得多，但跟着作业频率的进步而敏捷添加，如式(7)所示。

涡流是在强磁场中磁心内部大范围内感应的环流。一般设计者没有太多办法来减少这个损耗。

电阻损耗是变压器或电感内部绕组的电阻产生的损耗。有两种方式的电阻损耗：直流电阻损耗和集肤效应电阻损耗。直流电阻损耗由绕组导线的电阻与流过的电流有效值二次方的乘积所决议。集肤效应是因为在导线内强沟通电磁场效果下，导线中心的电流被“推向”导线表面而使导线的电阻实践添加所造成的，电流在更小的截面中活动使导线的有效直径显得小了。式(8)给出了这两个损耗在一个表达式中的计算式。

漏感(用串联于绕组的小电感标明)使一部分磁通不与磁心交链而漏到周围的空气和资猜中。它的特性并不受与之相关的变压器或电感的影响，因而绕组的反射阻抗并不影响漏感的性能。

漏感会带来一个问题，因为它没有将功率传递到负载，而是在周围的元件中产生振动能量。在变压器和电感的结构设计中，要控制绕组的漏感巨细。每一个的漏感值都会不同，但能控制到某个额定值。

一些减少绕组漏感的通用阅历法则是：加长绕组的长度、离磁心间隔更近、绕组之间的紧耦合技术，以及邻近的匝比(如挨近l：1)。对一般用于DC-DC变换器的E-E型磁心，预计的漏感值是绕组电感的3%～5%。在离线式变换器中，一次绕组的漏感或许高达绕组电感的12%，假如变压器要满足严格的安全规程的话。用来绝缘绕组的胶带会使绕组更短，并使绕组远离磁心和其他绕组。

后边可以看到，漏感引起的附加损耗可以被运用。

在直流磁铁的运用场合，沿磁心的磁路一般需求有一个气隙。在铁氧体磁心中，气隙是在磁心的中部，磁通从磁心的一端流向另一端，尽管磁力线会从磁心的中心向外散开。气隙的存在产生了一块密布的磁通区域，这会引起挨近线圈或靠近气隙的金属部件内的涡流活动。这个损耗一般不是很大，但很难承认。

06 开关电源内的首要寄生参数概述

寄生参数是电路内部实践元件无法意料的电气特性，它们一般会贮存能量，并对自身元件起反效果而产生噪声和损耗。对设计者来说，分辩、定量、减小或运用这些反效果是一个很大的应战。在沟通情况下，寄生特性愈加明显。典型的开关电源内部有两个首要的、存在较大沟通值的节点，第一是功率开关的集电极或漏极；第二是输出整流器的阳极。有必要要点关注这两个特别的节点。

07 变换器内的首要寄生参数

在所有开关电源中，有一些常见的寄生参数，在调查变换器内首要沟通节点的波形时，可以明显看到它们的影响。有些器件的数据资猜中，甚至给出了这些参数，如MOSFET的寄生电容。两种常见变换器的首要寄生参数见图3。

有些寄生参数已明晰认义，如MOSFET的电容，其他一些离散的寄生参数可以用会集参数标明，使建模变得愈加简单。试图承认那些没有明晰认义的寄生参数的值是好不简单的，一般用一个阅历值承认，换句话说，在进行软开关设计时，元器件的挑选以能得到最佳结果为原则来进行。在线路图中，适合的地方放置寄生元件十分重要，因为电气支路只在变换器作业的一部分时间内起效果。例如，整流器的结电容只要在整流器反向偏置时会很大，而当二极管正向偏置时就消失了。表l列出了一些简单承认的寄生参数和产生这些参数的元器件，以及这些值的大致规模。某些特别的寄生参数值可以从特定元器件的数据资猜中取得。

印制电路板(PCB)对寄生参数的影响无处不在，好的PCB布局规矩可以尽量减少这些影响。

流过尖峰电流的印制线对由任一印制线所产生的电感和电容很活络，所以这些线有必要短而粗。存在沟通高电压的PCB焊点，如功率开关的漏极或集电极或许整流管的阳极，极易与接近印制线产生耦合电容，使沟通噪声耦合到邻近的印制线中。通过“过孔”连接可以使沟通信号印制线的上底层都流过相同的信号。其他寄生参数的影响一般可归到相邻的寄生元件中。

搞清楚构成一个典型变换器的每个元器件上的寄生参数的性质，将有助于承认磁性元件参数、规划PCB、规划EMI滤波器等。这是所有开关电源规划中最难的一部分。